In diesem Artikel erfahren Sie, wie die neuen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-A/D-Ws (Σ-Δ) von ADI eine aliasfreie, einfach anzusteuernde Leistung mit geringerem Platzbedarf bieten.
Abtastphänomene in Analog-Digital-Wandlern (ADCs) führen zu den Problemen des Aliasing und des kapazitiven Rückschlags. Zur Lösung dieser Probleme verwenden Entwickler Filter und Treiberverstärker, die wiederum ihre eigenen Probleme mit sich bringen. Dies macht die Erzielung einer präzisen Gleich- und Wechselstromleistung in Anwendungsbereichen mit mittlerer Bandbreite zu einer Herausforderung – und Entwickler müssen sich dafür von einigen Systemzielen verabschieden. In diesem Artikel erfahren Sie, wie die neuen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-A/D-Ws (Σ-Δ) von ADI eine aliasfreie, einfach anzusteuernde Leistung mit geringerem Platzbedarf bieten.
Grundlagen der Abtastung
Die Digitalisierung von Daten umfasst zwei grundlegende Prozesse: Abtastung und Quantisierung, wie in Abbildung 1 dargestellt. Die Abtastung ist der erste Schritt, bei dem mit der Abtastfrequenz fS ein zeitkontinuierlich veränderliches Analogsignal x(t) in ein zeitdiskretes Signal x(n) umgewandelt wird. Das Ergebnis ist gleichmäßig durch einen Zeitraum von 1/TS (fS = 1/TS) geteilt.
Abbildung 1. Datenabtastung.
Der zweite Schritt ist die Quantisierung. Dabei wird der Wert dieser zeitdiskreten Abtastungen auf einen der endlichen möglichen Werte angenähert und in einem digitalen Code dargestellt, wie in Abbildung 1 gestellt. Diese Quantisierung auf eine endliche Menge von Werten führt zu einem Fehler bei der Digitalisierung, der als Quantisierungsrauschen bezeichnet wird.
Der Abtastprozess führt auch zu Aliasing, bei dem wir einen Rücklauf von Eingangssignalen und deren Oberwellen um die Sample- und Hold-Taktfrequenz beobachten können. Das Nyquist-Kriterium verlangt, dass die Abtastfrequenz mindestens das Doppelte der höchsten im Signal enthaltenen Frequenz beträgt. Wenn die Abtastfrequenz weniger als das Doppelte der maximalen analogen Signalfrequenz beträgt, tritt ein Phänomen auf, das als Aliasing bekannt ist.
Um die Auswirkungen von Aliasing sowohl im Zeit- als auch im Frequenzbereich zu verstehen, betrachten wir zunächst den Fall einer Zeitbereichsdarstellung einer Sinuswelle mit einem Ton, die wie in Abbildung 2 dargestellt abgetastet wird. In diesem Beispiel ist die Abtastfrequenz fS nicht mindestens 2fa, sondern nur etwas höher als die analoge Eingangsfrequenz, fa. Das Nyquist-Kriterium wird also nicht erfüllt. Beachten Sie, dass das Muster der aktuellen Abtastungen eine gespiegelte Sinuswelle mit einer niedrigeren Frequenz erzeugt, die gleich fS – fa ist.
Abbildung 2. Aliasing: Darstellung in der Zeitdomäne.
Abbildung 3. Aliasing: Darstellung in der Frequenzdomäne.
Die entsprechende Darstellung in der Frequenzdomäne für dieses Szenario ist in Abbildung 3 zu sehen.
Die Nyquist-Bandbreite ist definiert als das Frequenzspektrum von dc bis fS/2. Das Frequenzspektrum wird in eine unendliche Anzahl von Nyquist-Zonen unterteilt, die jeweils eine Breite von 0,5 fS haben. In der Praxis wird der ideale Abtaster durch einen A/D-W und einen anschließenden FFT-Prozessor ersetzt. Der FFT-Prozessor liefert nur einen Ausgangswert von dc bis fS/2; das sind die Signale oder Aliase, die in der ersten Nyquist-Zone erscheinen.
Betrachten wir den Fall einer Sinuswelle mit einer Frequenz fa mit Abtastung in einer Frequenz fS durch einen idealen Impulsabtaster (siehe Abbildung 1). Nehmen Sie auch an, dass fS > 2fa ist. Die Frequenzdomänenausgabe des Abtasters zeigt Aliase oder Bilder des ursprünglichen Signals um jedes Vielfache von fS, also mit Frequenzen gleich |± KfS ± fa|, K = 1, 2, 3, 4 usw.
Betrachten wir nun den Fall eines Signals, das außerhalb der ersten Nyquist-Zone Abbildung 3 liegt. Die Signalfrequenz ist nur etwas niedriger als die Abtastfrequenz, was dem in der Zeitdomänendarstellung in Abbildung 2 gezeigten Zustand entspricht. Beachten Sie, dass das Signal zwar außerhalb der ersten Nyquist-Zone liegt, sein Abbild (oder Alias), fS – fa, darin liegt. Kehren wir zu Abbildung 3 zurück. Es wird deutlich, dass wenn ein unerwünschtes Signal bei einer der Bildfrequenzen von fa erscheint, es auch bei fa auftritt. Dadurch wird eine Störfrequenzkomponente in der ersten Nyquist-Zone erzeugt.
Bewältigung von Herausforderungen für präzise Leistung
Hochleistungsanwendungen erfordern von den Systementwicklern, Quantisierungsrauschen, Aliasing und Probleme mit der Abtastung von geschalteten Kondensatoren am Eingang zu beseitigen, die sich aus dem Abtastprozess ergeben. Beide in der Branche verfügbaren Arten von Präzisions-A/D-Ws, d. h. SARs (Successive Approximation Registers) und Sigma-Delta-A/D-Ws, werden mit Abtasttechniken auf der Basis geschalteter Kondensatoren entwickelt.
Quantisierungsrauschen
Bei einem idealen Nyquist-A/D-W bestimmt die LSB-Größe des A/D-W das Quantisierungsrauschen, das bei der Analog-Digital-Wandlung dem Eingang hinzugefügt wird. Dieses Quantisierungsrauschen verteilt sich über die Bandbreite von fS/2. Die primäre Technik zur Beseitigung des Quantisierungsrauschens ist die Überabtastung. Die Abtastung des Eingangssignals erfolgt mit einer viel höheren Rate als die Nyquist-Frequenz, um das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) und die Auflösung (ENOB) zu erhöhen. Beim Überabtasten wird die Abtastfrequenz auf das N-fache der Nyquist-Frequenz (2 × fIN) festgelegt, sodass sich das gleiche Quantisierungsrauschen nun über das N-fache der Nyquist-Frequenz verteilen muss. Dadurch werden auch die Anforderungen an den Antialiasing-Filter gelockert. Die Überabtastrate (OSR) ist definiert als fS/2fIN, wobei fIN die relevante Signalbandbreite ist. Als allgemeine Richtlinie gilt, dass eine Überabtastung des A/D-Wum den Faktor vier ein zusätzliches Bit an Auflösung oder eine Steigerung des Dynamikbereichs um 6 dB ergibt. Eine Erhöhung der Überabtastrate führt zu einer Verringerung des Rauschens insgesamt, und die Verbesserung des Dynamikbereichs (DR) durch Überabtastung ist ΔDR = 10log10 OSR in dB.
Die Überabtastung wird grundsätzlich verwendet und zusammen mit einem integrierten digitalen Filter und einer Dezimierungsfunktion implementiert. Der grundlegende Überabtastmodulator in Sigma-Delta-A/D-Ws formt das Quantisierungsrauschen so, dass der größte Teil davon außerhalb der relevanten Bandbreite auftritt, was zu einem größeren Gesamtdynamikbereich bei niedrigen Frequenzen führt, wie in Abbildung 4 gezeigt. Der digitale Low-Pass-Filter (LPF) entfernt dann das Quantisierungsrauschen außerhalb der gewünschten Bandbreite, und der Dezimator verringert die Ausgangsdatenrate wieder auf die Nyquist-Rate.
Abbildung 4. Ein Beispiel für Überabtastung.
Rausch-Shaping ist die andere Technik zur Verringerung des Quantisierungsrauschens. Bei Sigma-Delta-A/D-Ws wird ein Größenwandler mit niedriger Auflösung (ein bis fünf Bit) in einer Schleife nach dem Schleifenfilter verwendet. Ein D/A-W wird als Feedback eingesetzt, um das quantisierte Signal vom Eingang zu subtrahieren, wie in Abbildung 5 gezeigt.
Abbildung 5. Rausch-Shaping.
Der Integrator summiert den Quantisierungsfehler weiter auf, was zu einer Formung des Quantisierungsrauschens in höhere Frequenzen führt, die dann mit einem digitalen Filter gefiltert werden können. Abbildung 6 zeigt die spektrale Rauschdichte (PSD) des Ausgangs x[n] eines typischen Sigma-Delta-A/D-W. Die Rausch-Shaping-Steigung hängt von der Ordnung des Schleifenfilters H(z) ab (siehe Abbildung 11) und beträgt (20 × n) dB/Dekade, wobei n die Ordnung des Schleifenfilters ist. Der Sigma-Delta-ADC erreicht durch eine Kombination aus Rauschformung und Überabtastung eine hohe In-Band-Auflösung. Die In-Band-Bandbreite entspricht fODR/2 (ODR steht für Ausgangsdatenrate). Eine höhere Auflösung kann durch Erhöhung der Ordnung des Schleifenfilters oder durch Erhöhung der Überabtastungsrate erreicht werden.
Abbildung 6. Überabtastungs- und Rauschen-Shaping-Diagramm.
Aliasing
Zur Bekämpfung von Aliasing in Hochleistungsanwendungen werden Antialiasing-Filter höherer Ordnung verwendet, um jegliche Art von Foldback zu vermeiden. Ein Antialiasing-Filter ist ein Low-Pass-Filter, der das Eingangssignal bandbegrenzt und sicherstellt, dass es keine Frequenzkomponente im Signal gibt, die über die relevante Bandbreite hinausgeht und rücklaufen kann. Die Leistung des Filters hängt davon ab, wie nahe das bandexterne Signal an fS/2 hängt und wie stark es gedämpft werden muss.
Bei SAR-A/D-Ws ist die Lücke zwischen der Eingangssignal-Bandbreite und der Abtastfrequenz nicht sehr groß. Daher benötigen wir einen Filter höherer Ordnung, der ein komplexes Filterdesign höherer Ordnung mit mehr Leistung und mehr Verzerrung erfordert. Wenn z. B. ein SAR mit einer Abtastgeschwindigkeit von 200 kSPS eine Eingangs-Bandbreite von 100 kHz hat, muss der Antialiasing-Filter ein Eingangssignal von >100 kHz zurückweisen, um sicherzustellen, dass kein Aliasing auftritt. Dies erfordert einen Filter sehr hoher Ordnung. Abbildung 7 zeigt die Steilkurvenanforderung.
Abbildung 7. Alias-Anforderung.
Wenn eine Abtastgeschwindigkeit von 400 kSPS gewählt wird, um die Ordnung des Filters zu verringern, wird die Unterdrückung für eine Eingangsfrequenz von >300 kHz benötigt. Eine Erhöhung der Abtastgeschwindigkeit erhöht die Leistung, und bei doppelter Geschwindigkeit würde sich auch die Leistung verdoppeln. Eine weitere Überabtastung auf Kosten der Leistung führt zu einer weiteren Verringerung der Anforderungen an den Antialiasing-Filter, da die Abtastfrequenz viel höher ist als die Eingangs-Bandbreite.
Bei Sigma-Delta-A/D-Ws wird der Eingang mit einer viel höheren OSR abgetastet, sodass die Anforderungen an den Antialiasing-Filter geringer sind, da die Abtastfrequenz viel höher ist als die Eingangs-Bandbreite, wie in Abbildung 8 gezeigt.
Abbildung 8. Erfordernis eines Antialiasing-Filters in Sigma-Delta.
Abbildung 9 bietet einen Überblick über die AAF-Komplexität für SAR- und zeitdiskrete Sigma-Delta-Architekturen (DTSD). Wenn wir von einer -3-dB-Eingangsbandbreite von 100 kHz ausgehen, um bei der Abtastfrequenz fS eine Dämpfung von 102 dB zu erreichen, so ist für einen DTSD-A/D-W ein Antialiasing-Filter zweiter Ordnung erforderlich, während für die gleiche Dämpfung bei fS ein Filter fünfter Ordnung mit einem SAR-A/D-W benötigt wird.
Bei einem zeitkontinuierlichen Sigma-Delta-A/D-W (CTSD) ist die Dämpfung inhärent, sodass wir keinen Antialiasing-Filter benötigen.
Abbildung 9. AA-Filteranforderungen für verschiedene Architekturen.
Diese Filter können für Systementwickler ein Problem darstellen. Sie müssen sie für den P-Bereich optimieren, den sie in dem relevanten Band bereitstellen, und so viel Unterdrückung wie möglich bieten. Sie fügen dem System auch viele andere Fehler wie Offset, Gewinn, Phasenfehler und Rauschen hinzu, was seine Leistung verringert.
Außerdem sind Hochleistungs-A/D-W von Natur aus differenziell, sodass wir doppelt so viele passive Komponenten benötigen. Alle Komponenten in der Signalkette müssen gut aufeinander abgestimmt sein, um eine bessere Phasenanpassung bei Mehrkanalanwendungen zu erreichen. Infolgedessen sind Komponenten mit engeren Toleranzen erforderlich.
Geschalteter Kondensatoreingang
Die Abtastung des geschalteten Kondensatoreingangs beruht auf der Einschwingzeit des abgetasteten Eingangs auf einen Kondensator, wodurch ein Bedarf an Ausgleichslade-/entladestrom entsteht, wenn der Abtastschalter ein- oder ausgeschaltet wird. Dies wird als Kickback am Eingang bezeichnet und erfordert einen Eingangs-Treiberverstärker, der diese Ausgleichsströme aufnehmen kann. Außerdem muss der Eingang am Ende der Abtastzeit eingeschwungen sein, und die Genauigkeit des abgetasteten Eingangs bestimmt die Leistung des A/D-W, was bedeutet, dass der Treiberverstärker nach dem Kickback-Ereignis schnell ausgeschwungen sein muss. Dies führt dazu, dass ein Treiber mit hoher Bandbreite benötigt wird, der ein schnelles Einschwingen unterstützt und den Kickback des geschalteten Kondensatorbetriebs absorbieren kann. Bei geschalteten Kondensatoreingängen muss der Treiber bei jedem Einschalten der Abtastung sofort die Ladung für den Hold-Kondensator liefern. Dieser plötzliche Stromanstieg kann nur dann rechtzeitig bereitgestellt werden, wenn der Treiber über eine ausreichende Bandbreite verfügt. Aufgrund der parasitären Eigenschaften des Schalters kommt es zum Zeitpunkt der Abtastung zu einem Kickback an den Treiber. Wenn sich der Kickback nicht vor der nächsten Abtastung einschwingt, wird ein Fehler abgetastet, wodurch der A/D-W-Eingang verfälscht wird.
Abbildung 10. Abtast-Kickback.
Abbildung 10 zeigt den Kickback auf dem DTSD-A/D-W. Beträgt die Abtastfrequenz beispielsweise 24 MHz, muss sich das Datensignal innerhalb von 41 ns einschwingen. Da es sich bei der Referenz ebenfalls um einen geschalteten Kondensatoreingang handelt, wird am Referenz-Eingangs-Pin ebenfalls ein Puffer mit hoher Bandbreite benötigt. Diese Eingangssignal- und Referenzpuffer tragen zum Rauschen bei und verringern die Gesamtleistung der Signalkette. Außerdem tragen die Verzerrungskomponenten des Eingangssignaltreibers (um die S&H-Frequenz herum) zu den Antialiasing-Anforderungen bei. Bei geschalteten Kondensatoreingängen führen außerdem Änderungen der Abtastgeschwindigkeit zu einem variierenden Eingangsstrom. Dies könnte zu einer Neuabstimmung des Systems führen, um den Verstärkungsfehler zu verringern, der im Treiber oder in der Vorstufe bei der Ansteuerung des A/D-W entsteht.
Zeitkontinuierlicher Sigma-Delta-A/D-W
Ein CTSD-A/D-W ist eine alternative Sigma-Delta-A/D-W-Architektur, die sich Prinzipien wie Überabtastung und Rausch-Shaping zunutze macht, aber über eine alternative Methode zur Implementierung des Abtastvorgangs verfügt, die erhebliche Systemvorteile bietet.
Abbildung 11 zeigt einen Vergleich zwischen einer DTSD-Architektur und einer CTSD-Architektur. Wie wir in der DTSD-Architektur sehen, wird der Eingang vor dem Regelkreis abgetastet. Der Schleifenfilter H(z) ist zeitdiskret und wird mit geschalteten Kondensatorintegratoren implementiert. Der Feedback-D/A-W basiert ebenfalls auf einem geschalteten Kondensator. Da am Eingang eine Abtastung erfolgt, die ab fS zu einem Aliasing-Problem führt, ist ein zusätzlicher Antialiasing-Filter am Eingang erforderlich, bevor dieser abgetastet wird.
Abbildung 11. Zeitdiskrete und zeitkontinuierliche modulare Blockschaltpläne.
Der CTSD hat keinen Abtaster am Eingang. Vielmehr wird er am Größenwandler innerhalb des Regelkreises abgetastet. Der Schleifenfilter ist nun zeitkontinuierlich und verwendet zeitkontinuierliche Integratoren, ebenso wie der Feedback-D/A-W. Ähnlich wie die Quantisierung, die geformt wird, wird auch das Aliasing durch die Abtastung geformt. Das Ergebnis ist ein nahezu abtastungsfreier A/D-W, der eine Klasse für sich ist.
Die Abtastfrequenz des CTSD ist fest, im Gegensatz zum DTSD, wo die Abtastfrequenz des Modulators leicht skaliert werden kann. Außerdem sind CTSD-A/D-Ws bekanntermaßen weniger tolerant gegenüber Jitter als ihre Äquivalente mit geschalteten Kondensatoren. Handelsübliche Quarz- oder CMOS-Oszillatoren liefern den A/D-Ws vor Ort Taktsignale mit geringem Jitter, wodurch die Übertragung von Taktsignalen mit geringem Jitter über die Isolation vermieden und EMC reduziert werden kann.
Die beiden Hauptvorteile von CTSD sind die inhärente Alias-Unterdrückung und die resistiven Eingänge für Signale und Referenz.
Inhärentes Antialiasing
Die Verlagerung des Größenwandlers in den Regelkreis führt zu einer inhärenten Alias-Unterdrückung. Wie in Abbildung 12 dargestellt, durchläuft das Eingangssignal den Schleifenfilter, bevor es abgetastet wird, und der Foldback-Fehler (Alias-Fehler), der im Größenwandler eingeführt wird, durchläuft ebenfalls diesen Filter. Für das Signal und den Alias-Fehler gilt dieselbe Rauschtransferfunktion wie für die Sigma-Delta-Schleife, und beide weisen ein ähnliches Rausch-Shaping auf wie das Quantisierungsrauschen in Sigma-Delta-Architekturen. Daher unterdrückt der Frequenzgang des CTSD-Regelkreises Eingangssignale im Bereich ganzzahliger Vielfacher der Abtastfrequenz und wirkt so wie ein Antialiasing-Filter.
Abbildung 12. Frequenzgang eines CTSD-Modulators.
Resistiver Eingang
Die resistiven Eingänge an den Signal- und Referenzeingängen erleichtern die Ansteuerung im Vergleich zu den Sample-and-Hold-Konfigurationen. Bei konstanten resistiven Eingängen gibt es keinen Rückschlag und der Treiber kann vollständig entfernt werden. Der Eingang ist verzerrungsfrei, wie in Abbildung 13 dargestellt. Und da der Eingangswiderstand konstant ist, entfällt auch die Neuabstimmung des Systems bei Verstärkungsfehlern.
Abbildung 13. Eingangseinschwingung für CTSD.
Analogeingänge können bipolar sein, auch wenn der A/D-W eine unipolare Versorgung hat. Dadurch kann die Notwendigkeit der Pegelverschiebung von einem bipolaren Frontend zum A/D-W entfallen. Die Gleichstromleistung des A/D-W ist möglicherweise nicht die gleiche, da der Eingangswiderstand nun einen vom Eingangsgleichtakt abhängigen Eingangsstrom aufweist.
Die Referenzlast ist ebenfalls resistiv, was den Kickback beim Schalten reduziert, sodass kein separater Referenzpuffer erforderlich ist. Der Widerstand für einen Tiefpassfilter kann auf dem Chip hergestellt werden, sodass er zusammen mit der ohmschen Last auf dem Chip nachgeführt werden kann (da sie aus demselben Material bestehen könnten), um die Temperaturdrift des Verstärkungsfehlers zu verringern.
Die CTSD-Architektur ist nicht neu, aber die Megatrends in der Industrie und in der Messtechnik verlangen Gleich- und Wechselstrom-Präzisionsleistung bei höheren Bandbreiten. Außerdem bevorzugen die Kunden eine einzige Plattform, die für die meisten ihrer Lösungen geeignet ist. So kann die Markteinführungszeit verkürzt werden.
Die CTSD-Architektur hat sich aufgrund einer Reihe von Vorteilen gegenüber anderen A/D-W-Typen in einer Vielzahl von Anwendungen durchgesetzt, die von Hochleistungs-Audio bis hin zum HF-Frontend für Mobiltelefone reichen. Zu den Vorteilen gehören eine bessere Integrierbarkeit und geringerer Stromverbrauch, aber auch – was vielleicht noch wichtiger ist – die Tatsache, dass mit einem CTSD eine Reihe wichtiger Probleme auf Systemebene gelöst werden. Aufgrund einer Reihe von technischen Mängeln war die Verwendung von CTSD bisher auf eine relative Audiofrequenz/Bandbreite und einen geringeren Dynamikbereich beschränkt. Daher sind Hochleistungswandler mit Nyquist-Rate, wie z. B. A/D-Ws mit stufenweiser Annäherung und überabgetastete DTSD-Wandler, die Standardlösung für Präzisionsanwendungen mit hoher Leistung und mittlerer Bandbreite.
Die jüngsten technologischen Durchbrüche bei Analog Devices haben es jedoch ermöglicht, viele Einschränkungen zu beseitigen. Der AD4134 ist der erste hochpräzise Gleichstrom- bis 400-kHz-Bandbreiten-A/D-W auf CTSD-Basis, der wesentlich höhere Leistungsspezifikationen erreicht und gleichzeitig eine Gleichstromgenauigkeit bietet. Diese ermöglicht wiederum die Lösung einer Reihe wichtiger Probleme auf Systemebene in Hochleistungs-Instrumentierungsanwendungen. In den AD4134 ist auch ein asynchroner Abtastratenwandler (ASRC) integriert, der Daten mit variablen Datenraten liefert, die von der festen Abtastgeschwindigkeit des CTSD abgeleitet sind. Die Ausgangsdatenrate kann unabhängig von der Abtastfrequenz des Modulators sein und ermöglicht den erfolgreichen Einsatz von CTSD-A/D-Ws für verschiedene granulare Durchsätze. Die Flexibilität, die Ausgangsdatenrate auf einer granularen Ebene zu ändern, ermöglicht es den Benutzern auch, eine kohärente Abtastung zu verwenden.
Signalkettenvorteile von AD4134
Ohne Alias
Die inhärente Alias-Unterdrückung macht einen Antialiasing-Filter überflüssig, was zu weniger Komponenten und einer geringeren Größe der Lösung führt. Noch wichtiger ist, dass alle Leistungsprobleme, die mit einem Antialiasing-Filter einhergehen, wie z. B. Droop, Fehler wie Offset-, Gain- und Phasenfehler sowie Rauschen im System, verschwunden sind.
Signalkette mit geringer Latenz
Ein Antialiasing-Filter erhöht die Gesamtlatenzzeit in der Signalkette erheblich, je nach der erforderlichen Unterdrückung. Durch das Entfernen des Filters wird diese Verzögerung vollständig beseitigt, und Sie können die Präzisionsumwandlung in verrauschten digitalen Regelkreisen durchführen.
Herausragende Phasenabstimmung
Da kein Antialiasing-Filter auf Systemebene vorhanden ist, kann die Phasenabstimmung in Mehrkanalsystemen erheblich verbessert werden. Damit ist er die richtige Wahl für Anwendungen, die eine geringe Kanal-zu-Kanal-Fehlanpassung erfordern, wie z. B. Schwingungsüberwachung, Leistungsmessungen, Datenerfassungsmodule und Sonar.
Robustheit bei Störungen
Aufgrund ihrer inhärenten Filterwirkung sind CTSD-A/D-Ws auch immun gegen jegliche Art von Störungen auf Systemebene sowie innerhalb des ICs selbst. Bei DTSD-A/D-Ws und SAR-A/D-Ws muss darauf geachtet werden, dass bei der Abtastung durch den A/D-W weniger Störungen auftreten. Außerdem wären sie aufgrund der inhärenten Filterwirkung immun gegen Störungen auf den Stromversorgungsleitungen.
Resistive Eingänge
Bei konstanten resistiven analogen Eingängen und Referenzeingängen kann der Treiber kann vollständig entfernt werden. Auch hier gehören alle Leistungsprobleme wie Fehler wie Offset, Verstärkung, Phasenfehler und Rauschen im System der Vergangenheit an.
Einfaches Design
Der Aufwand zur Erzielung der Präzisionsleistung ist sehr gering, da es wesentlich weniger entworfene Elemente gibt. Das Ergebnis sind kürzere Entwicklungszeiten, kürzere Markteinführungszeiten für Kunden, einfachere Stücklistenverwaltung und mehr Zuverlässigkeit.
Größe
Durch den Wegfall eines Antialiasing-Filters, eines Treibers und eines Referenzpuffers wird die Fläche der Systemplatine erheblich reduziert. Zur direkten Ansteuerung des A/D-W kann ein Instrumentierungsverstärker verwendet werden. Da es sich beim AD74134 um einen reinen differenziellen Eingang-A/D-W handelt, kann ein Differenzial-Instrumentierungsverstärker wie der LTC6373 als Treiber verwendet werden. Der Vergleich in Abbildung 14 zeigt die Signalkette für eine zeitdiskrete und eine zeitkontinuierliche Signalkette. Unser Experiment zeigt, dass im Vergleich zu einer gleichwertigen zeitdiskreten Signalkette 70 % der Fläche eingespart werden kann. Dies macht sie zu einer hervorragenden Wahl für Mehrkanalanwendungen mit hoher Dichte.
Abbildung 14. Ein Vergleich zwischen einer zeitdiskreten (links) und einer zeitkontinuierlichen (rechts) Signalkette.
Abbildung 15. Größenvergleich von zeitdiskreten und zeitkontinuierlichen Signalketten.
Fazit
Zusammenfassend lässt sich sagen, dass der AD74134 eine erhebliche Reduzierung der Systemgröße ermöglicht, das Signalkettendesign vereinfacht, das System robuster macht und die gesamte Markteinführungszeit durch einfaches Design verkürzt. Die für Präzisionsinstrumentierungsanwendungen erforderlichen Leistungsparameter werden nicht beeinträchtigt.