Die Lasttransientenprofile von Signalverarbeitungseinheiten und System-On-Chip (SoC)-Einheiten ändern sich normalerweise abrupt. Diese Lasttransiente führt zu einer Störung in der Versorgungsspannung, die bei Hochfrequenzanwendungen (RF) kritisch ist, da die Taktfrequenz stark von der schwankenden Versorgungsspannung beeinflusst wird. In diesem Artikel erfahren Sie, wie Silent Switcher®-Stromversorgungslösungen zu einem ultraschnellen Einschwingverhalten der Stromversorgung bei drahtlosen und insbesondere RF-Anwendungen beitragen.
Schnelle transiente Silent Switcher 3-Produktfamilie für RF-Anwendungen
Stromschienen mit schnellen Transienten lassen sich am einfachsten u. a. mit Reglern mit schneller Transientenleistung erreichen. Die Silent Switcher 3-IC-Familie zeichnet sich durch ein außergewöhnlich tieffrequentes Ausgangsrauschen, schnelles Einschwingverhalten, geringe EMI-Emissionen und einen hohen Wirkungsgrad aus. Ihr hochperformantes Fehlerverstärkerdesign sorgt selbst bei aggressiver Kompensation für zusätzliche Stabilisierung. Mit einer maximalen Schaltfrequenz von 4 MHz bringt die IC die Bandbreite des Regelkreises in einem Spitzenstrom-Regelmodus mit fester Frequenz auf den mittleren Hundert-kHz-Bereich. Die Silent Switcher 3-ICs, die Designern für eine schnelle Transientenleistung zur Auswahl stehen, sind in Tabelle 1 aufgeführt.
Tabelle 1. Parameter der Silent Switcher 3-Produktfamilie.
In Abbildung 1 ist ein typisches 1-V-Ausgangsnetzteil auf Basis des LT8625SP für das 5G-RFSoC dargestellt, das gleichzeitig ein schnelles Einschwingverhalten und einen niedrigen Restwelligkeits-/Rauschpegel erfordert. Die 1-V-Last besteht sowohl aus Sende-/Empfangsschaltungen als auch aus lokalen Oszillatoren (LOs) und spannungsgesteuerten Oszillatoren (Voltage-Controlled Oscillators, VCOs). Die gesendeten/empfangenen Lasten erfahren im Frequenzduplexbetrieb (Frequency Division Duplex, FDD) eine abrupte Laststromänderung. Gleichzeitig ist die Last für LOs/VCOs konstant, sie erfordern jedoch eine kritische hohe Genauigkeit und geringes Rauschen. Die hohe Bandbreite des LT8625SP ermöglicht es Designern, die beiden kritischen 1-V-Lastgruppen über eine einzige IC zu versorgen, indem die dynamische Last und die statische Last mit einem zweiten Induktor (L2) getrennt werden.
Abbildung 2 zeigt die Reaktion der Ausgangsspannung bei einer dynamischen Lasttransiente von 4 A zu 6 A. Die dynamische Last erholt sich innerhalb von 5 µs mit weniger als 0,8 % Spitze-zu-Spitze-Spannung. Dadurch werden die Auswirkungen auf statischer Lastseite mit weniger als 0,1 % Spitze-zu-Spitze-Spannung minimiert. Diese Schaltung kann für andere Ausgangskombinationen wie 0,8 V und 1,8 V modifiziert werden, die alle aufgrund des extrem geringen Rauschens im Niederfrequenzbereich, der geringen Spannungsrestwelligkeit und des ultraschnellen Einschwingverhaltens die RFSoC-Last ohne die LDO-Reglerstufe direkt versorgen können.
Abbildung 1. Typische Anwendungsschaltungen für LT8625SP bei getrennten dynamischen/statischen RF-Lasten.
Abbildung 2. Das Lasteinschwingverhalten ist mit minimaler VOUT-Abweichung schnell und hat keinen Einfluss auf die statische Last.
Im Zeitduplexbetrieb (Time Division Duplex, TDD) werden die rauschkritischen LOs/VCOs zusammen mit den Änderungen des Sende-/Empfangsmodus geladen und entladen. Somit kann eine vereinfachte Schaltung (siehe Abbildung 3) verwendet werden, da alle Lasten als dynamische Last betrachtet werden, während eine kritischere Nachfilterung erforderlich ist, um die geringe Restwelligkeit/das niedrige Rauschen für die LOs/VCOs aufrechtzuerhalten. Mithilfe eines Kondensators mit drei Anschlüssen im Durchführungsmodus lässt sich eine ausreichende Nachfilterung mit minimiertem Äquivalent L erreichen, das eine schnelle Bandbreite für die Lasttransienten aufrechterhält. Der Durchführungskondensator bildet zusammen mit den Ausgangskondensatoren auf der entfernten Seite zwei weitere LC-Filterstufen, während alle Ls von ESLs des Kondensators mit drei Anschlüssen ausgehen, der sehr klein und weniger schädlich für die Lasttransiente ist.
In Abbildung 3 ist auch eine einfache Remote-Sensing-Verbindung für die Silent Switcher 3-Produktfamilie dargestellt. Aufgrund der einzigartigen Referenzerzeugungs- und Rückkopplungstechnologie muss nur eine Kelvin-Verbindung zwischen der Masse des SET-Pin-Kondensators (C1) und dem OUTS-Pin mit dem gewünschten Remote-Rückkopplungspunkt hergestellt werden. Für diese Verbindung werden keine Pegelverschiebungsschaltungen benötigt.
Abbildung 4 zeigt die Wellenform des 1-A-Lasteinschwingverhaltens mit <5 μs Erholungszeit und <1 mV Restwelligkeit der Ausgangsspannung.
Abbildung 3. Typische Anwendungsschaltung für LT8625SP bei kombinierten dynamischen/statischen RF-Lasten.
Abbildung 4. Der Durchführungskondensator verstärkt das Einschwingverhalten, während die Restwelligkeit der Ausgangsspannung minimiert wird.
Vorladesignale für schnelles Einschwingverhalten der Silent Switcher 3-Produktfamilie
In einigen Fällen ist die Signalverarbeitungseinheit mit genügend GPIOs leistungsfähig ausgestattet und die Signalverarbeitung gut geplant, da das transiente Ereignis vorab bekannt sein kann. Dies geschieht normalerweise in einigen FPGA-Stromversorgungsdesigns, bei denen das Vorladesignal generiert werden kann, um das Einschwingverhalten der Stromversorgung zu unterstützen.
In Abbildung 5 ist eine typische Anwendungsschaltung dargestellt, die das vom FPGA erzeugte Vorladesignal verwendet, um vor dem tatsächlichen Lastübergang eine Vorspannung bereitzustellen, sodass der LT8625SP zusätzlich Zeit hat, um die Laststörung ohne zu große VOUT-Abweichung und Erholungszeit auszugleichen. Die Abstimmschaltung vom GPIO des FPGA zum Eingang des Inverters wurde weggelassen, da das Vorladesignal als Störung auf die Rückkopplung wirkt. Der Pegel wird auf 35 mV geregelt. Um den Einfluss des Vorladesignals auf den eingeschwungenen Zustand auszuschließen, ist außerdem ein Hochpassfilter zwischen Vorladesignal und OUTS implementiert.
Abbildung 6 zeigt die Wellenform des Lasteinschwingverhaltens von 1,7 A zu 4,2 A. Das Vorladesignal wird vor der eigentlichen Lasttransiente an die Rückkopplung (OUTS) angelegt, wodurch eine Erholungszeit von weniger als 5 µs erreicht wird.
Abbildung 5. T8625SP mit Vorladesignal, das in den OUTS-Pin eingespeist wird, um schnelles Einschwingen zu erzielen.
Abbildung 6. LT8625SP-Rückkopplung, die sowohl vom Vorladesignal als auch von der Lasttransiente beeinflusst wird, wodurch eine kurze Erholungszeit erreicht wird.
Aktives Abfallen im Schaltkreis für ultraschnelle Erholungstransiente
Bei Beamformer-Anwendungen ändert sich die Versorgungsspannung ständig, um sich an unterschiedliche Leistungspegel anzupassen. Infolgedessen beträgt die Genauigkeitsanforderung für die Versorgungsspannung üblicherweise 5 % bis 10 %. Bei dieser Anwendung ist Stabilität wichtiger als Spannungsgenauigkeit, da eine minimierte Erholungszeit während der Lasttransiente die Effizienz der Datenverarbeitung maximiert. Eine Drooping-Schaltung passt perfekt in diese Anwendung, da die abfallende Spannung die Erholungszeit verkürzt oder sogar eliminiert. Abbildung 7 enthält den Schaltplan einer aktiven Drooping-Schaltung für den LT8627SP. Zwischen dem negativen Eingang (OUTS) des Fehlerverstärkers und dem Ausgang (VC) wurde ein zusätzlicher Drooping-Widerstand hinzugefügt, um während der Transiente eine Regelabweichung in der Rückkopplungsregelschleife aufrechtzuerhalten. Die Drooping-Spannung kann wie folgt ausgedrückt werden:
Abbildung 7. LT8627SP mit aktivem Drooping-Widerstand zwischen OUTS und VC für kurze Transientenerholungszeit.
∆VOUT ist die anfängliche Spannungsänderung, die durch die Lasttransiente verursacht wird, ∆IOUT der Lasttransientenstrom und g der VC-Pin zum Schalten der Stromverstärkung. Beim Entwerfen der in Abbildung 7 dargestellten Drooping-Schaltung müssen einige besondere Aspekte berücksichtigt werden:
- Der Drooping-Strom sollte die Strombegrenzung des VC-Pins nicht überschreiten. Für den Fehlerverstärkerausgang des LT8627SP ist eine Strombegrenzung auf unter 200 µA angemessen, um eine Sättigung zu vermeiden. Dies kann durch Ändern der R7- und R8-Werte erreicht werden.
- Die Drooping-Spannung muss die Ausgangskapazität berücksichtigen, damit die Spannungsabweichung während der Transiente bei einem ähnlichen Niveau wie die Drooping-Spannung liegt, um eine minimale Erholungszeit während der Transiente zu erreichen.
Abbildung 8 zeigt typische Wellenformen für die obengenannte Schaltung während einer Lasttransiente von 1 A zu 16 A zu 1 A. Es sollte nicht unerwähnt bleiben, dass die Lasttransientengeschwindigkeit von 16 A auf 1 A jetzt nicht mehr durch die Bandbreite, sondern durch die minimale Einschaltzeit des Reglers begrenzt wird.
Abbildung 8. Drooping-Einschwingverhalten kann erreicht werden, um die Transientenerholungszeit für den LT8627SP zu minimieren.
Fazit
Das drahtlose RF-Feld wird aufgrund der zeitkritischen Hochgeschwindigkeits-Signalverarbeitung zunehmend berechnungsabhängig und empfindlich gegenüber der Einschwingzeit. Systemdesigner stehen vor der Herausforderung, die Einschwinggeschwindigkeit der Stromversorgung zu erhöhen, damit die Abschaltzeit minimiert werden kann. Die Silent Switcher 3-Produktfamilie ist die nächste Generation monolithischer Regler, die für rauschempfindliche Lösungen mit intensiven dynamischen Lasttransienten in den Bereichen Wireless, Industrie, Verteidigung und Gesundheitswesen optimiert wurden. Je nach Lastbedingungen kann das Einschwingverhalten durch spezielle Techniken und Schaltungen weiter verbessert werden.